Via Stub有时被视为一种烦恼，尤其是当您只需要在相邻层之间进行转换时。对于低速、低层数、密度较低的电路板，通孔存根是事后的想法，否则可能根本不会考虑。对于更快的边缘速率/更高的频率，传统观点是去除所有过孔存根。问题是：什么才是“高频”，你如何计算相关长度？

为了正确地做到这一点，您需要从电路理论中借用一些工具来理解过孔短截线的电气功能，并且您需要从传输线理论中借用一些元素。事实证明，就像 PCB 上的常规走线一样，电长通孔桩将起到传输线的作用。当我们考虑在实际 PCB 中的高 GHz 频率会发生什么时会变得更有趣，因为寄生会成为问题。因此，为了通过存根正确理解，我们必须从两个角度来看待它们：使用电路模型和作为具有传播波的电长结构。

我将是第一个告诉您电路模型不能准确描述真实设计的人之一。电路模型，尤其是 RLC 电路，作为一种可以描述电气行为的语言非常有用，但不应按字面理解电路模型。话虽如此，我们仍然可以通过查看通孔的结构、任何附近保持恒定电位的导体（电源/接地层）以及连接到它的传输线部分来直观地创建描述通孔存根的电路模型。

下图显示了典型通孔及其短截线、附近焊盘/平面和一些电路元件的图表，以指示通孔/短截线不同部分的电气行为。电气特性由通孔和短截线中的串联电感和电阻决定。然而，也有寄生电容返回到其他导体，如电容器符号所示。

通过电路模型中的存根。通孔及其存根周围存在寄生电容。这些寄生效应会根据频率改变通孔的阻抗。

通孔的电气描述通常是电感器与一些非零直流电阻串联（因此上图中的串联电感器和电阻器符号）。这意味着过孔的阻抗，包括趋肤效应和铜粗糙度，将为：

低频下的近似通孔阻抗。

在这个方程中，铜粗糙度系数K基本上增加了抗趋肤效应，并且具有复杂的光谱；正确模拟铜粗糙度的研究继续活跃。基本上，通孔的阻抗可以在足够低的频率下建模为电感性。然而，这个方程只是一个近似值，因为通孔阻抗与分布电容并联返回到附近的导体。在高频下，电容元件变得更加重要，它允许信号通过电容耦合“渗入”附近的导体。

由于我们具有分布式串联电感和直流电阻的分布式并联电容，因此真正的过孔阻抗方程与传输线的阻抗方程相匹配！因此，通孔和通孔短截线会产生一些由传播信号看到的插入损耗和回波损耗（由 S 参数定义）。所以现在，为了正确确定合适的短截线长度，我们需要将通孔、通孔短截线和输入/输出线视为各种传输线部分。

如果您简单地想一想，就其电气行为而言，过孔短截线将如何像传输线部分一样工作应该是显而易见的。信号沿互连的传播速度是有限的，而这种有限的传播速度是任何电气结构中传输线行为的基础。

下图显示了如何根据传输线部分的输入阻抗重新定义过孔、其短截线及其输入/输出线。请注意，过孔短截线和主过孔体可能与输入和输出线的接地参考不同。在任何情况下，过孔和过孔短截线都会导致传播信号看到一些输入阻抗，从而看到传输线部分。

过孔短截线和传输线部分的输入阻抗。

过孔桩基本上是带有开路负载的短传输线。因此，通过过孔传播的信号将在由开路负载定义的过孔短截线边界处看到输入阻抗；这是通孔短截线长度通常限制在传播信号的四分之一波长以下的一个原因（请注意此处的带宽定义！）。

就传输线理论而言，这是一个具有迭代解决方案的复杂问题；阅读 Khongdeach 等人的这篇文章。看实际解决方法。线路 1 末端的输入阻抗是短线/线路 2 连接处输入阻抗的函数。这个问题的目标是确定短截线的临界长度，使得可见短截线的输入阻抗非常大（无穷大）。出于这个原因，每个人都谨慎行事，并说要删除高速线路上的所有通孔存根。不幸的是，需要在板上钻孔的每个孔都会增加成本，因此您需要选择应该回钻哪些短截线以及忽略哪些短截线。

现实情况是，您不需要完全移除 PCB 中的每个过孔短截线，您只需要设置最大短截线长度即可。这可以在您的设计规则中完成。作为粗略的近似值，过孔短截线的长度可以设置为不超过与信号带宽（对于数字信号）或信号的载波频率（对于模拟信号）相关联的波长的 1/10。同样，这是一个粗略的近似值，但以 0.1 mm 的短截线长度为例：此过孔短截线长度适用于高达大约 150 GHz 的信号（在典型的 FR4 基板上）。这对于大多数高速协议和商业毫米波应用（例如雷达或成像）来说已经足够了。

如果您需要设计带有过孔短截线或移除过孔的高速/高频板，Altium Designer ® 中的布线和布局工具可以轻松设置过孔截线长度的限制。您可以将限制定义为设计规则，在钻孔表和制造文件中包含反钻说明，并准备所有其他可交付成果以进行制造。

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